IGBT를 응용한 고전압 대전류형 플라즈마 전력변환장치

1)서론
산업사회가 발달 할수록 플라즈마 전력변환장치는 상당히 중요한 부분을 차지하고 있다. 두거운 철이나 비철,항공용의 두랄두민,스텐레스강,티타늄등 재질이 강하고 단단한 재질을 절단하기에는 플라즈마절단기의 우수성을 알수 있다.따라서 레이져 절단기는 절단의 두께의 한계가 있으나 플라즈마 절단기는 두께에 영향을 받지 않는 이점을 가지고 있다.
현재 미국,일본등 선진유럽에서는 SCR 방식을 고장이 잘나지 않고 물리적으로 안정성을 가지고 있으나 해결해야 할점이 많다, 고조파로 인한 문제해결, 전력반도체 SWITCHING 손실에 의한 문제해결,전기적 손실에 의한 문제해결등 많은 문제점을 안고 있다.따라서 플라즈마 대전력 변환장치에도 고주파 SWITCHING에 의한 전력변환이 필요하며 HAMORNICS에의한 손실에 의한 개발도 연구할 필요성이 있다.즉 SCR이나 TR MOD에서 IGBT MOD로 전환할 필요성이 있다. 
왜냐하면 첫째 전력변환장치의 전력 반도체인 IGBT의 발달로 SCR이나 TR보다 고주파 SWITCHING이 가능해졌으며(DEAD TIME을 SCR이나 TR형보다 짧게 TRIG 할수 있다) GATE의 PULSE를 낮은 전압 DRIVING도 가능해 졌다는 점이다.
플라즈마 절단기의 가장 주요한 부분은 전력 변환장치 이며 SWITCHING 반도체의 약점인
온도와 써지 부분은 어느정도 해결하고 사고 와 고장을 대비해 병렬 운전이 가능하고 용량증설이 가능하다는 것이 장점이다. 또한 부하측의 대전력으로 인해 전력 반도체의(IGBT) 고온도와 파손으로 야기되는 NOISE와 HAMORNICS,전기적 손실을 줄였다.또한 에너지 절약을 위해 입력측에 IGBT를 응용하여 실시간으로 고조파를 제거해주는 능동형 핉터(ACTIVE HAMORNIC FILTER)를 설치하여 효율성과 안정성을 극대화 하였다.
플라즈마 전력변환장치는 고전압 대전력을 많이 사용한다.산업 현장에서는 전력 반도체를 DIODE,나 SCR방식이 많이 쓰이고 있으나 고전압 대전력을 사용하기 때문이다. 기존의 방식은 손실이나 효율성면에서 상당히 많은 단점을 가지고 있다.
대전력 변환장치의 장애의 요인은 내부,외부적인 요인이 있으나 간략하게 설명하기로 한다.
전원 장애의 종류에는 SAGG,(전원전압의 일정 주기동안의 저하를 말하며 보통 MORTOR 등의 기동전류가 큰 부하장치에 의해 많이 발생)
POWER FAIL,(전원전압의 1주기 이상의 0 전압을 말하며 보통 선로의 과전류로 인한 TRIP,선로의 이상,입력전원 TRANSFER시 많이 발생),VOLTAGE SPIKES(SPIKES는 짧은주기의 과전압이 전원전압에 중첩되어 나타나는 현상을 말하며 보통주기는 5 - 100usec 일때 전원전압은 150% 이상의 상승이 일어나며 낙뢰의 경우에 발생)
SURGES (전압의 일정주기 동안의 전압 상승을 말하며 흔히 선로상의 급격한 부하감소,이상전압,상용전원의 개폐시,반도체의 고주파 스위칭시에 발생)
OSCILLATORY VOLTAGE(전기적 잡음으로 표현되는 OSCILLATORY VOLTAGE는 고주파 전압이 전원전압에 중첩되어 나타나는 현상을 말한다)
해결책은 1차와 2차분리(ISOLATION TRANS사용) 개폐 스위시를 반도체 스위치로 교체,IGBT, 스위칭시 DEAD TIME 축소, EMI 필터 사용,L-C 시정수로 막는 방법등 여러 가지 방법이 있다.
선진국에서는 전류센서를 통하여 전력반도체 TRIAC을 SWITCHING 하여 L-C 공진조건에
의해 고조파를 제거하는 방법을 채택하고 있으나 이런 방법은 고조파의 차수가 한계에 이러고 있다.산업현장의 각부분 에는 SWITCHING 소자의 부하들이 존재 하기 때문이다.
이의 해결방법은 능동형으로 실시간으로 감시하여 HAMORNICS를 제거하는 능동형 필터가
합당하다고 생각한다, 산업현장의 곳곳에는 전기적 잡음으로 인하여 정밀기기나 기타장비들의 순환전류로 인해 고온,에러,나아가서 기기 파손의 원인이 되기 때문이다.
여기에서는 입력측의 전기적 잡음을 막기위해 A,H,F,BYPASS기능,용량증설,병렬운전이 가능토록 설계 제작 하였다.
*플라즈마 전력변환장치의 기본도




   2)전력변환장치의 구성

*필터부 - 정류부 - BYPASS부 - 초퍼부 - DC필터부 - 인버터부 - 초퍼부 - 정류부 - MAIN 스위칭부 - 고주파 스위칭부 -출력(음극) - 토오치
로 구성 된다.
각부의 간략한 설명
1)필터부:산업 사회가 발달할수록 디지털에 의한 SWITCHING 소자의 발달로 부하의 질도 다양하며 R,L,C,부하에서 반도체에 의한 부하로 바뀌고 있다.해결책은 다양하게 전개되고 있으나 아직 수준에는 미비하다.
대전력 변환장치에서는 부하에 따라 씨스템 자체가 소손또는 고장 에너지 손실에도 지대한 영향을 미친다.
부하조건에 따라서 실시간 감시하여 50차수 까지의 고조파를 제거 할수 있는 방법은 IGBT에 의한 능동형 필터가 필요한 때이다.
이 능동형 필터는 입력 전류센서가 실시간 부하의 질에 따라서 감시하여 L이나 C성 부하일때는 공진화 하여 고조파나 전기적 RIPPLE,BACK RIPPLE을 막아주는 동시에 전력반도체
IGBT가 동작하여 50차수까지의 HAMORNICS를 제거해 주는 방식이다.
전력변환기기(UPS,DCMotor, 인버터,정류기, SCR제어 등)로부터 발생하는 고조파로 인하여 보호계전기의 오동작, 전력설비의 수명 단축 및 용량 저감, 전력용 콘덴서의 소손 등 그의 피해가 막대하고 또한 이로 인하여 생산설비의 오동작 및 수명 단축으로 인한 생산성의 저하가 우려됨으로, 고조파를 제거하여 안정적이고 양질의 전력을 사용함으로써 타 Feeder에 영향을 극소화시키고, 전기사고를 미연에 예방하여 생산설비의 오동작 및 생산성의 향상을 이루려 한다.
Active Filter는 부하에서 발생되는 각종 고조파성분을 분석하여 수전단으로 유입하는 고조파성분을 효과적으로 제거함으로써 수전단용량 저감 및 고조파 성분으로 인한 장해를 근본적으로 제거 할 목적으로 사용하고 있다.
그림과 표1번과 같이 고조파가 제거됨을 알수 있다.
대전력 변환장치에서는 필요한 부분이다.
   

1)필터부의 기본도







2)고조파의 영향
각고조파 왜형율별 전류/전압값 확대





3)플라즈마 대전력 변환장치에 적용할 경우의 이점
*부하에서 발생하는 고조파의 크기에 따라 능동적으로 파형을 보상한다.
*고조파를 정밀하게 규정치 이내로 저감하며 씨스템의 공진을 야기하지 않는다.
*과보상및 씨스템의 전압상승을 야기하지 않으며 LOAD BARANCE가 가능하다.
*중성선및 LINE의 고조파 동시제거 하는 기능을 가진다.
*고조파 저감및 무효전력을 동시에 보상한다는 장점이 있다.

*개선전의 파형(HIGH FREQUENCY CONTANT)                *개선후의 파형(PERFECT SINE WAVE)


*상기와 같이 능동형 FILTER에 대해서 설명 하였다.
2)정류부의 해석및 특성
*6PULSE SCR CONVERTER
*6개의 SCR(THARYSTOR) 사용하여 SCR 의 GATE를 TRIGG 하여 SCR을 60도 각도로 TRIGG 하여 제어하며 1CYCLE에 DC전압 RIPPLE이 6개 발생한다.DC 전압은 DIODE 정류보다 낮거나 같으나또한 RIPPLE 주파수는 6 RIPPLE x 60HZ = 360HZ 가  되며 DC DC 콘덴서가 12 PULSE 보다 크진다.입력 역율은 70% 이상이며 입력전류 고조파전류 왜율은 30% - 34% 정도가 된다.




*전력반도체 소자의 변천 과정(IGBT 포함)
*전력소자 : THYRISTOR - MOS FET(MOS FIELD EFFECT BYPOLAR TRANSISTER) - GTO(GATE TURN OFF THYRISTOR) - BPT(BIPOLAR POWER TRANSISTER) -
IGBT(INSULATED GATE BIPOLAR TRANSISTER)





*6 PHASE ,12 PHASE PULSE 정류방식의 종류







*정류기(RECTIFIRE)의 입력측 HAMORNICS의 파형및 분석도













*12상 정류기(RECTIFIRE)정류부 LAYOUT및 파형





*정류부측의 6PULSE TYPE과 12PULSE TYPE의 HAMORNICS 자료표
 100% LOAD시 6PULSE와 12PULSE의 비교파형(하기의 파형은 정류부측의 입력 파형임.
그림1) WITHOUT FILTER THD33%(필터 부착전)
그림2) WITH LC FILTER THD5%(능동형 FILTER 부착시)
그림3) WITHOUT FILTER 12PULSE THD 10%(필터 부착전의 파형)
그림4) ACTIVE 12PULSE THD 4%(필터 부착전의 입력 파형)
상기의 결과는 플라즈마 전력변환장치의 200A LOAD시 측정한 DATA 임.

*정류부의 그림으로 본 파형 분석도                                             
       (그림1)                                      (그림2)

       (그림3)                                    (그림4)

*DIODE 정류기는 여기서 제외한다.(출력 제어가 불가능 하다) 여기서는 SCR SWITCHING MOD 방식이다.
*위상제어 정류기는 TURN ON 제어가 가능하지만 TURN OFF 제어가 불가능 하므로 이는 에노드와 캐소드간의순방향 측으로 전압이 인가된 상태 에서도 GATE구동 전류를 주지 않는한 TURN ON 되지 않는다는 법칙이 있다. 따라서  TURN ON 시키는 지점에 임의로 정할수는 있지만 위상제어 측의 단상의 전원의 경우 L값의 경우 입,출력 전압 파형을 나타내며 +@로 표기 된다.출력전압 +V0는 위상각 Wt+@가 A＜Wt+@＜π*π＜+@＜Wt+@＜2π+@ 로 유기 된다.이 구간 에서는 전원전압 Vi가 정류되어 나타나 진다.
전원전압 양주기 구간 0+@＜Wt+@＜2π+@의 구간에서만 전원전압 Vs가 정류되어 나타내여 진다.그리고 여기서 SCR의 Wt=K+@에서 K만큼 지연되어 턴온 되므로 K+@를 지연각(DELEY ANGLE)이라 하며 지연각을 줄이는 방법도 있으며 이를 해결 하는 방법은 스위칭 주파수를 높혀 해결하는 방법이 있다.이는 입력측 역율을 좋게 하는 방법이기도 하다.(HAMONICS 해결방법)양전압 위상각은 Wt=K+@이며 음 주기에서는  π+K+@에서 SCR을 TURN ON 했기 때문이다. 따라서 SCR이 턴온 되는 시점인 K+@의 값이 0에서 π+@ 까지 가변하면 직류 평균값을 제어할 수가 있다.
즉 K+@가 0이되면 출력 전압의 평균값을 제어가 가능하게 된다.즉 알파+@는 여기서 지연각 이며 알파+@는 0이면 정류전압의 평균값은 최대가 되며 π+@이면 DC 출력 전압은 최소값인 0이된다. 이와 같이 SCR의 턴온 시점을 AC전압의 위상에 대하여 임의로 가변하여 변환하는 전력변환 하여 제어하는 위상제어 RECTIFIRE 라고 한다.위상제어 정류기는 출력전압의 크기를 조절 할수가 있으며 DC MORTOR의 속도제어장치 도금용정류기,전기도금장치.플라즈마장치.충전기.배전반정류기.전기자동차용 충전기 용접기.UPS씨스템.고주파 제어 장치 전자의 A,H,F 장치.항공용 전원장치.산업용충전장치등 다양한 전력 변환장치로 응용된다.
특히 3상 브리지 정류회로는 변압기의 이용율이 좋고 접속 또한 간단하게 구성되며 변압기 없이 정류회로만 사용할수가 있어 널리 이용한다.
기본적으로 3상 반파정류회로의 2배의 직류전압을 얻을수가 있다.딸라서 직류전압을 같도록 했을대 SCR에 가해지는 전압은 3상반파의 1/2이 되며 이런 회로는 직류 송전용 SCR 직류변환장치,배전용등 직류 고전압용에 적합하다.




기본동작원리
1)상기도면 1의 부분에 대한 설명
이 부분은 입력측 BACK RIPPLE과 HAMONICS의 제거 방법은 2가지의 방법이 있다.
*리액턴와 CAPACITOR의 직렬공진 방법,
리액터와 CAPACITOR의 공진화 시켜 BACK RIPPLE 및 HAMONICS를 방지하는 방법은 L = C 의
조건하의 부하의 전압 불평형과 전류의 변위에 따라 입력측의 고조파가 발생 하므로 L성분의 부하일
때는 필터 내부의 C가 동작하여 L측으로 HAMORNICS가 흡수되며 따라서 L)C이고 ,부하의 성분이
C성 부하일때는 필터 내부에 있는 L이 동작하여 C성 HAMONICS는 L(리액턴스)로 흡수되는 기능을
한다. Fr = 2П×1/√L.C의 공식에서 L = C의 조건을 만족 해야 된다.
*설계 및 제작방법 : C의 값을 주파수와 용량을 계산 되어 나오는 주어진 값에 리액턴스 L값을 곱하
기 3배 하여 L = C를 만족하는 값이 되어야 된다.(역율:1일 경우)
따라서 저손실형으로 전기적으로 에너지손실을 원천적으로 차단할 수가 있으며 L과 C는 기준값에 따
라 전압및 전류 불평형및 고조파를 제거 할수가 있다. (기술적인 방법은 있으나 N(NAUTRAL)을 이용 했다는 점이다.)
기본적인 부품은 IT를 응용한 PROGRAM 사용,(P,L,C.),기본반도체인 ON-OFF의 SWITCHING 할수있는 반도체인 TRIAC을 사용.(REACTANCE.CAPACITOR,+알파의 상수,3,과 5고조파의 GAP 사용,
(설계 DATA B(GAP 사용)) 등이다. (계측기기의 활용:OSILATOR(L측정기,(L,C,계측기)주파수 측정기
(MHZ 측정용) 사용.)
*장점:가격저렴,간단한 부품 이용(L과 C),일상적인 생활에서 찾을수 있다.+알파의 비교상수 측정기,
(사용) 에서 챶을수 있다.(비교 DATA 사용,) HAMORNICS의 함유율이 가장 많은 3,5,7,9,고조파만
제거될수 있다는 것으로 한정 되어 있다.
2)반도체 소자인 IGBT(INSULATOR GATE BYPOLER TRANSISTER) 응용하는 방식이다.
L과C를 공진시켜 CAPACITOR에 누적시켜 모아 두었다가 (C성 부하) INPUT측으로 DRAGG SHOT
하는 방식이며 직접적인 또한 실시간으로 MONITERRING 하는 방법이며 유럽에서 처음 실시하여
성공한 예이다. 플라즈마 전력변환장치 에서 기존의 장치에서는 고조파로 인한 피해가 주변 정밀기기
까지 영향을 미친다. 따라서 이부분은 반도체를 응용하여 능동형 필터로 어느정도 해결 했다고 본다.
플라즈마 장치에 대한 전기적 잡음에 대한 영향을 줄것으로 본다.(SWITCHING 과정에서 생기는 잡음
및 고조파문제 해명)
*결론:전압 고조파, 전류고조파를 1차수에서 50차수의 고조파를 실시간으로 한꺼번에 제거하고 차단
하는 효과가 있다는 있는 결론이 나오며 또한 장점 이기도 하다.(PLC를 응용한 전력반도체형
HAMORNICS 제거 장치)
이미 가까운 일본이나 미국 유럽 중국 등에는 개발 중이며 제품생산에 돌입한 것으로 알고 있다.(IT를
응용한 HAMORNICS 제거기):전력변환장치의 손실과 고조파로 획기적으로 차단하는 장치,(무 손실형
(에너지) 전력 변환장치)) 그밖의 방법은 있으나 이것으로 제한한다.(2가지의 방법)
2)상기도면의 3번 부분에 대한 설명
*DIODE 정류기는 여기서 제외한다.(출력 제어가 불가능 하다)*위상제어 정류기는 TURN ON 제어가
가능하지만 TURN OFF 제어가 불가능 하므로 이는 에노드와 캐소드간의순방향 측으로 전압이 인가
된 상태 에서도 GATE구동 전류를 주지 않는한 TURN ON 되지 않는다는 법칙이 있다. 따라서
TURN ON 시키는 지점에 임의로 정할수는 있지만 위상제어 측의 단상의 전원의 경우 L값의 경우
입,출력 전압 파형을 나타내며 +@로 표기 된다.출력전압 +V0는 위상각 Wt+@가 A＜Wt+@＜π*π
＜+@＜Wt+@＜2π+@ 로 유기 된다.이 구간 에서는 전원전압 Vi가 정류되어 나타나 진다.
전원전압 양주기 구간 0+@＜Wt+@＜2π+@의 구간에서만 전원전압 Vs가 정류되어 나타내여 진다.
그리고 여기서 SCR의 Wt=K+@에서 K만큼 지연되어 턴온 되므로 K+@를 지연각(DELEY ANGLE)
이라 하며 지연각을 줄이는 방법도 있으며 이를 해결 하는 방법은 스위칭 주파수를 높혀 해결하는 방
법이 있다.이는 입력측 역율을 좋게 하는 방법이기도 하다.(HAMONICS 해결방법)양전압 위상각은
Wt=K+@이며 음 주기에서는 π+K+@에서 SCR을 TURN ON 했기 때문이다.따라서 SCR이 턴온 되
는 시점인 K+@의 값이 0에서 π+@ 까지 가변하면 직류 평균값을 제어할 수가 있다.
즉 K+@가 0이되면 출력 전압의 평균값을 제어가 가능하게 된다.즉 알파+@는 여기서 지연각 이며
알파+@는 0이면 정류전압의 평균값은 최대가 되며 π+@이면 DC 출력 전압은 최소값인 0이된다. 이
와 같이 SCR의 턴온 시점을 AC전압의 위상에 대하여 임의로 가변하여 변환하는 전력변환 하여 제어
하는 위상제어 RECTIFIRE 라고 한다.위상제어 정류기는 출력전압의 크기를 조절 할수가 있으며 DC
MORTOR의 속도제어장치 도금용정류기,전기도금장치.플라즈마장치.충전기.배전반정류기.전기자동차용
충전기 용접기.UPS씨스템.고주파 제어 장치 전자의 A,H,F 장치.항공용 전원장치.산업용충전장치등 다
양한 전력 변환장치로 응용된다.
SCR의 원리는 간단하나 노이즈나 리플 써지 SAGG, 역율, 손실등을 최소화 하였으며 이의 해결을 고
주파 스위칭을 할수 있는 IGBT 사용, 입력측 AHF 설치 써지보호기등 을 사용 하여 이전력변환 장치
의 SWITCHING 과정에서 발생하는 전기적 잡음과 부하시에 발생하는 고조파 성분을 분석하여 실시
간 감시하는 반도체형 능동형 필터가 추가 되어 기존의 전력변환장치 보다 전기적 효율이 높고 다기
능화 되었다는 점이다.(고조파에 대한 능동형 필터를 추가 설치하여 저손실형 전력변환장치 이다)
상기도면의 해설
1)구성도
입력필터부 - 정류부 - DC 초퍼부 -DC출력부 - 인버터부 - 인버터 필터부 - 출력필터부 - 출력절
체부 - 고주파 출력부및,메인 절체부로 구성 되어 있다.
*IGBT는 특성상 써지.리플.온도에 민감하다. 반도체를 DRIVING 하는 신호부분의 PULSE 부분이 주
파수와 IGBT의 SWITCHING 하는 ON-OFF 시(DEAD TIME)써지 흡수장치C 값과 저항 DIODE간
충방전의 일치가 되지 않으면 INITIONAL CURRENT로 인하여 IGBT가 파손될 우려가 있다.*따라서
SURGE UPSORBER 회로의 Q1-Q3 와 Q2-Q4 동작시 돌입전류 방지용 DIODE 와BACK RIPPLE
DIODE가 써지흡수용 PCB와 MAIN측 간에 각각 추가 설치하여 IGBT의 원활한 SWITCHING을 돕는다.
대전력 변환시 돌입전류용 DIODE가 반드시 사용해야 한다.(Q1,Q2,Q3,Q4의 COLECTER와 EMMITER간) *L=C의 과정 하에 (역율: 100% 일 경우)유기되는식은다음과같다.*F=K2π+LC1/2승(K는상수이다) 공식으로 유기된다.
따라서 반도체의 온도는 급상승하며 이론적으로 제어하는 방법은 R,과 L=C가 있으나 적기적 손실이있다.대전력 변환 부분에 있어서는 반도체 주로 SWITCHING PULSE의 제어(PWM:PULSE WEITH
MODULATION) 나 DSP(DIZITAL SIGNAL PROCESS) 방식을 주로 많이 사용한다.
이장치에서는 PWM 방식을 사용하여 반도체의 PULSE를 안정적으로 공급을 하는 동시에 회로는 복잡성이 있으나 전기적 손실 및 HAMORNICS를 줄이는데 효과적이다.
기본 동작 원리
*인버터부의 간단한 설명
 *INVERTER의 그림으로 본 동작 설명 간단한 설명
             
                      그림A                      그림B

브릿지형 인버터의 기본원리는 다음과 같다. 그림A는 기본 원리를 설명하기 위한 회로로 직류전압이 어떤 방식으로 변환되는가 또는 어떤 방법으로 PWM 파형으로 변환되는가를 설명 하기 위함이다.
먼저 S4가 동작이 되면 ED + - S1 - A점 - TRANS - B점 - S4 - ED의 LOOP가 형성되고 전류가 흐르며 그림A와 같이 변압기 2차권선 R단자에 (+)S 단자에(-) 극성의 출력전압이 나타나게 뙨다.
다음 그림B와 같이 S3과 S2를 투입하면 ED + S3 B점 TRANS A점 S2 ED - 의 회로가 이루어져 전류가 흘러 R단자에 (-) S단자에 (+) 극성의 출력이 나타나게 된다
상기에서 설명된 2개의 동작을 반복 시킴으로서 출력 PWM이 얻게된다.
SWITCHING 연속적인 동작으로 인하여 출력전압이 나타난다.
상기의 MAIN 도면 에서 보는 바와같이 점선 부분은 INV 모듈이다.PWM 방식의 FULL BRIDGE형 이다.
인버터 DRIVER 제어회로의 PULSE 신호에 의하여Q1,Q2-,Q3,Q4,에서 Q1,Q3-Q2,Q4의ON OFF를
교번으로 SWITCHING 하는 방식으로 C1＋에서C2 －로 전류가 흐른다. 이때 변압기의 1차권선 에는
입력전압 V의 DC가 인가되고 다음에Q1,Q3에 TURN OFF 되면 전압 2차 BARANCE 조건에 의해 변
압기 N(권수비)에는 역기전력이 생기게 된다.이와 같이 반복 해서 Q1,Q3-Q2,Q4의 주기로 ON-OFF
SWITCHING 하게 되므로 변압기 1차측에 교류전압(구형파)이 발생한다. 이발생된 PWM 파형이 변압
기 1차 2차측의 권수비에 따라 2차측에 유기되고 다시 브릿지형 SCR에 의해 정류된다.
(E=4.44F∮N의 식에서 유기됨)
또한 리액턴스와 CONDERSER에 구성된 필터회로에서 여파 되어 양질의 출력이 얻어진다.이회로에서
ENERGY 전달은 Q1Q3-Q2,Q4가 ON-OFF 할때 SCR 브릿지 회로를 통하여 리액턴스에 축척된
ENERGY량을 출력으로 보내어 진다.(W=1/2.C.×V의2승 의 공식에서 CONDENSER에 충.방전된다.
이회로는 사실 HALF BRIDGE 방식보다, 효율과 전기적 손실이 적으며 안정적이다.
따라서 콘덴서와 Q1.Q3-Q2,Q4의 교번으로 SWITCHING 하여 HALF BRIDGE형 방식보다 SUR
GE,SAGG,RIPPLE,등 고조파로 인한손실등을 안정적으로 줄일수가 있다는 것을 알수가 있다.
파형의 영향도 HALF BRIDGE형 방식보다 많이 주지 않는다. 결론은 효율은 높이고 고조파에 의한
손실를 최소화 한 것은 사실이다.(결론:반파정류 보다 전파정류가 안정적이다.)
이방식은 IGBT를 응용하는 FULL BRIDGE TYPE 형 방식이며 통상적인 SWITCHING MOD의 전력
변환장치 에서는 SWITCHING에 의해서 발생하는 손실과 NOISE,RIPPLE 등이 있으며 이를 획기적으로 줄이는 방법을 UPGRADE 시키는 방법이 필요하다.
SWITCHING MOD 분야 에서는 개발하고 연구할 가치가 있다.산업용 인버터나 정류기 각종 전원장치분야의 전원의 안정적으로 운전하기 위해서 주로 FULL BRIDGE형으로 많이 쓰여지고 있다.
NOISE에는 CONDUTED NOISE와 RADIATED NOISE가(L,과 C형) 있으며 이 노이즈의 주 발생원인은 SWITCHING 소자와 정류 DIODE LEAKAGE INDUUCTANCE 와 SPRAGUE CAPACITANCE 등에 있다. SWITCHING 소자에 의해 발생하는 노이즈는 ON OFF 되는 과도적인 SWITCHING 구간에서 주로 발생하는 전압과 전류의 과도변화에 의하여 일어난다. 또한 정류DIODE 에의해 발생하는NOISE는 OFF되는 순간 즉 역회복 시간동안 전류의 과도적인 CHARGING 변화에 의해서도 일어나며상기문제점을 극소화하는 방식으로 바로 전류공진과 영전압 SOFT SWITCHING 방식을 응용하여 설계하였다.
기존의 PWM INVERTER는 1차 회로에서 2차회로로 전압이 전달되는 일정한 주파수의 도통시간과폭을 제어해서 일정전압을 출력하능 방식에 비해 본제어 방식은 고정비율의 도통을 시키면서 1차회로의 공진주파수 이상에서 가변시켜 출력전압을 안정시켰다. Q1,Q3의 GATE 신호가 인가되면 C1 콘덴서＋라인으로 들어오는 전압이Q1,Q3를 통해 트랜스 리액턴스와 트랜스1차를 거치면서 C에－로 전류가 흐르면서 트랜스 2차에 공진전압을 유기하고 유기된 전압은 출력DIODE를 통해 출력 전압을 유기하는 방식이다.(Q2,Q4도 갇은 회로를 형성한다.단Q1,Q3-Q2,Q4는 교번으로 ON-OFF SWITCHING
한다.)
2)인버터부 CONTROL PCB에 대한 주요 부분의 파형

*상기의 부분은 CONTROL PCB 이며 전력 반도체의 PULSE를 제어 하도록 되어 있다.
PCB의 내부에는각 부분의 PULSE 발생기가 있다.
*하기의 그림은 모듈화된 PULSE 발생기 이다.








*인버터부CONTROL 부의 파형 이다.

3)상기도면에서 8의 부분에 대한 설명
8의 부분은 INV TRANS 이다.이부분은 특수하게 설계되며 기존 일반 TRANS 보다 GAP이 있다. 일
반TR일경우에는 철손과 동손이 1일때 최대의 효율을 가지며 INV TRAS에 GAP을 줌으로서 모듈
자체서 REACTOR(부하의 성질에 따라서 L성분의 역할을 한다.)의 역할을 한다.일반적인 TRANS 설
계에 있어서는 E=4.44×F×Φ×N 여기서 자속의 세기 Φ는 Φ=B×A (B:투자율 A:철심의 단면적) 따라
서 권선의 TURN수 및 전압,전류 계산은 V1/V2=N1/N2=I2/I1 의 공식에서 계산되며 입출력 용량 계
산은 P=V,I 의식에서 무부하 손실을 제하면 자기용량이 계산되어 진다.
한편 부하의 성질에 따라서 INITIONAL CURRENT가 증가 하므로 TRANS의 부하가 L성 부하 일경
우에 3배의 전류가 흐르고 부하가 반도체성 부하 일경우에 5 –8배의 전류가 흐르며 TRANS를 설
계할때 자기용량의 3 –5%의 용량을 증가할 필요성이 있다.(기본 설계에서는 동손=1일 때,철손=1,5
가 자장 합당하다.)
INPUT 파형은 한전으로부터 수전된 전압원으로 기본파에 대한 WAVE 모양은 이상적인 전압원으로
전압의 크기, 기본파에 대한 찌그러짐 정도등,부하 용량 및 특성에 따라서 찌그러짐 정도가 다르게 나
타날 수 있다. 하지만 그것이 플라즈마 전력변환장치가 동작하는데 있어서 문제가 되지는 않는다.
다만 그로 인하여 AC 및 DC CONVERTER인 정류 회로의 동작에 있어서 SCR위상제어 대한 제어각
이 상이함으로 인하여 전류편중 현상을 가져 올수 있으므로 그에 대비한 제어 CONTROL 에 대한 보
상 회로가 있어야 제어각에 대한 같은 비율의 DUTY RATIO의 동작을 꾀할 수가 있다.
(RIPPLE:전기적 잡음)=S,C,R의 SWITCHING으로 인한 고조파)
RECTIFIRE 전압 및 전류파형은 AC 를 DC로 변환된 출력전압 및 전류 파형을 측정한것으로
FILTER(L)전단에 형성되어 INVERTER 구동을 위한 MAIN측전류와 BATTERY 충전에 필요한 전류
의 합으로 생성된 전류가 흐르게 된다. 아래 열거한 측정치는 COMPUTER SIMULATION한 결과와
RECTIFIRE 에서 실측된 동작 파형을 구간별 전압 및 전류파형을 측정한 결과 입력측 왜율:3%이내
출력측 왜율은:3.5% 가 된다.
COMPUTER SIMULATION에 의한 구간별 입력전압, S,C,R 제어전압 및 전류파형을 보면 모든 조건
이 가장 이상적인 상태를 가정한 상태에서 SIMURATION 한 것이므로 형성된 전압 전류 파형이 실측
한 결과와 미소한 차이를 알수 있다.
따라서 제어되는 기본 알고리즘은 물론 서두에 서술한 바와같이 부하용량 및 특성에 따라서 찌그러짐
정도(DISTORTION)가 다르게 나타날 뿐 입력에서 검출된 전압원 과 비교하여 제어된 전압, 전류 파
형은 실측치와 거의 같음을 알수 있다. 상기의 도면은 SYSTEM에 대한 구성도 이며, INPUT
RECTIFIRE 회로 부분은 3상으로 구분 될뿐 그 외 회로는 같은 구성도 모듈별로 되어 있음을 알수가
있다.
그러므로 결과에 대한 측정치는 입력 3상을 기준으로 했을때 1주기당(16.66ms) TRIG 포인트에 따라
3상 6 PULSE 구동 방식임을 알수 있고 그 외 여러 구동 방식으로 구분 되어진다. (단상2펄스, 단상4
펄스, 3상3펄스,3상6펄스, 6상12펄스)
파고율은 SYSTEM을 결정할 때 고려해야 하는 또 다른 중요한 사양은 파고율 정격과 부하의 파고율
요구사항 이다. 파고율(CREST FACTOR. 혹은 CREST RATIOR)은 부하가 요구하는 R,M,S(ROOT
MEAM SQUARE)전류와 순간 PEAK 전류 사이의 비율로 정의된다. 전력변환장치가 요구되는
PEACK 전류와 RMS 전류를 둘 다 제공할 수 있어야 한다.
그렇지 않으면 부하는 제대로 동작할 수 없다.이 SYSTEM 의 전형적인 파고율을 설명을 하면
COMPUTER의 SMPS는 INPUT 전원이 공급될 때 높은 PEACK 전류가 생기며, 이로 인해 파고율은
3이상이 됩니다.(L부하시3배,반토체 부하시 5-8배) 높은 파고율(PEAK CURRENT)은 바람직하지 않
으며 기타 정밀한 SYSTEM 의 고장의 원인이 된다.
왜냐하면 높은 파고율은 높은 온도에서의 작동을 야기하므로, 이로 인해 SYSTEM의 신뢰성과 수명을
저하 시킨다.전력변환장치의 파고율은 약3으로 제한 한다. 왜냐하면 전력변환장치 출력 IMPIDENCE
는 PEACK를 제한하고 전류 PULSE의 폭을 늘리기 때문이다. (전기적인 손실)
써지율(부하 유입 전류)은 고려해야 할 또 다른 중요한 요소는 COMPUTER, MONITER, SMPS를 가
진 다른 장치와 같이 정상적인 유입 전류가 요구사항으로 인해 최초에 에너지를 받을 때 추가 “킥
(Kick)”을 필요로 하는 부하를 전원장치를 기동할 수 있는가 이다.(파고율에 대한 대책 해명)
*상기 SYSTEM의 기술적 해명
 전력변환장치는 전기적 손실이 너무 크고 효율면에서 상당한 에너지 손실이 있다.따라서 기존방식의 전류제어형 방식을 전압 제어형으로 바꾸어 트랜스 대신 리액터를 사용하며 기존의것 보다 COMPACT하고  HAMORNIC 필터링이 우수하며 전기적 손실이적다는 장점을 가진다.따라서 전력반도체를 제어 하므로서 효율, SWITCHING 속도, 전기적손실, 고조파제거및 전압,전류 불평형에 대한손실도 동시에 줄이는 효과가 있다.
1)구성도
입력필터부 - 정류부 - DC 초퍼부 -DC출력부 - 인버터부 - 인버터 필터부 - 출력필터부 - 출력절체부 - 고주파 출력부및,메인 절체부로 구성 되어 있다.
*IGBT는 특성상 써지.리플.온도에 민감하다. 반도체를 DRIVING 하는 신호부분의 PULSE 부분이 주파수와 IGBT의 SWITCHING 하는 ON-OFF 시(DEAD TIME)써지 흡수장치C 값과 저항 DIODE간 충방전의 일치가 되지 않으면 INITIONAL CURRENT로 인하여  IGBT가 파손될 우려가 있다.*따라서 SURGE UPSORBER 회로의 Q1-Q3 와 Q2-Q4 동작시 돌입전류 방지용 DIODE 와BACK RIPPLE DIODE가 써지흡수용 PCB와 MAIN측 간에 각각 추가 설치하여 IGBT의 원활한 SWITCHING을 돕는다.
대전력 변환시 돌입전류용 DIODE가 반드시 사용해야 한다.(Q1,Q2,Q3,Q4의 COLECTER와 EMMI
TER간) *L=C의  과정 하에 (역율: 100% 일 경우)유기되는 식은 다음과 같다.*F=K2π+LC1/2승(K는상수이다) 공식으로 유기된다.
따라서 반도체의 온도는 급상승하며 이론적으로 제어하는 방법은 R,과 L=C가 있으나 적기적 손실이 있다.대전력 변환 부분에 있어서는 반도체 주로 SWITCHING PULSE의 제어(PWM:PULSE WEITH MODULATION) 나 DSP(DIZITAL SIGNAL PROCESS) 방식을 주로 많이 사용한다.
이장치에서는 PWM 방식을 사용하여 반도체의 PULSE를 안정적으로 공급을 하는 동시에 회로는 복잡성이 있으나 전기적 손실 및 HAMORNICS를 줄이는데 효과적이다.
*INV의 온도문제에 대한해결
SWITCHING 과정에서 생기는 써지, SAGG,RIPPLE,돌입전류,BACK RIPPLE등 전기적 잡음이 유기되며
기본 동작 원리
상기의 도면에서 보는 바와같이 점선 부분은 INV 모듈이다.PWM 방식의 FULL BRIDGE형 이다.
인버터 DRIVER 제어회로의 PULSE 신호에 의하여Q1,Q2-,Q3,Q4,에서 Q1,Q3-Q2,Q4의ON OFF를 교번으로 SWITCHING 하는 방식으로 C1＋에서C2 －로 전류가 흐른다. 이때 변압기의 1차권선 에는 입력전압 V의 DC가 인가되고 다음에Q1,Q3에 TURN OFF 되면 전압 2차 BARANCE 조건에 의해 변압기 N(권수비)에는 역기전력이 생기게 된다.이와 같이 반복 해서 Q1,Q3-Q2,Q4의 주기로 ON-OFF SWITCHING 하게 되므로 변압기 1차측에 교류전압(구형파)이 발생한다. 이발생된 PWM 파형이 변압기 1차 2차측의 권수비에 따라 2차측에 유기되고 다시 브릿지형 SCR에 의해 정류된다.
(E=4.44F∮N의 식에서 유기됨)

또한 리액턴스와 CONDERSER에 구성된 필터회로에서 여파 되어 양질의 출력이 얻어진다.이회로에서 ENERGY 전달은 Q1Q3-Q2,Q4가 ON-OFF 할때 SCR 브릿지 회로를 통하여 리액턴스에 축척된 ENERGY량을 출력으로 보내어 진다.(W=1/2.C.×V의2승 의 공식에서 CONDENSER에 충.방전된다. 이회로는 사실 HALF BRIDGE 방식보다, 효율과 전기적 손실이 적으며 안정적이다.
따라서 콘덴서와 Q1.Q3-Q2,Q4의 교번으로 SWITCHING 하여 HALF BRIDGE형 방식보다 SUR
GE,SAGG,RIPPLE,등 고조파로 인한손실등을 안정적으로 줄일수가 있다는 것을 알수가 있다.
파형의 영향도 HALF BRIDGE형 방식보다 많이주지 않는다. 결론은 효율은 높이고 고조파에 의한 손실를 최소화 한 것은 사실이다.

이방식은 IGBT를 응용하는 FULL BRIDGE TYPE 형 방식이며 통상적인 SWITCHING MOD의 전력변환장치 에서는 SWITCHING에 의해서 발생하는 손실과 NOISE,RIPPLE 등이 있으며 이를 획기적으로 줄이는 방법을 UPGRADE 시키는 방법이 필요하다.
 SWITCHING MOD 분야 에서는 개발하고 연구할 가치가 있다.산업용 인버터나 정류기 각종 전원장치분야의 전원의 안정적으로 운전하기 위해서 주로 FULL BRIDGE형으로 많이 쓰여지고 있다.

NOISE에는 CONDUTED NOISE와 RADIATED NOISE가(L,과 C형) 있으며 이 노이즈의 주 발생원인은 SWITCHING 소자와 정류 DIODE LEAKAGE INDUUCTANCE 와 SPRAGUE CAPACITANCE 등에 있다. SWITCHING 소자에의해 발생하는 노이즈는 ON OFF 되는 과도적인 SWITCHING 구간에서 주로 발생하는 전압과 전류의 과도변화에 의하여 일어난다. 또한 정류DIODE 에의해 발생하는 NOISE는 OFF되는 순간 즉 역회복 시간동안 전류의 과도적인 CHARGING 변화에 의해서도 일어나며 상기문제점을 극소화하는 방식으로 바로 전류공진과 영전압 SOFT SWITCHING 방식을 응용하여 설계하였다.


기존의 PWM INVERTER는 1차 회로에서 2차회로로 전압이 전달되는 일정한 주파수의 도통시간과 폭을 제어해서 일정전압을 출력하능 방식에 비해 본제어 방식은 고정비율의 도통을 시키면서 1차회로의 공진주파수 이상에서 가변시켜 출력전압을 안정시켰다. Q1,Q3의 GATE 신호가 인가되면 C1 콘덴서＋라인으로 들어오는 전압이Q1,Q3를 통해 트랜스 리액턴스와 트랜스1차를 거치면서 C에－로 전류가 흐르면서 트랜스 2차에 공진전압을 유기하고 유기된 전압은 출력DIODE를 통해 출력 전압을 유기하는 방식이다.(Q2,Q4도 갇은 회로를 형성한다.단Q1,Q3-Q2,Q4는 교번으로 ON-OFF SWITCHING 한다.)

3)상기도면에서 8의 부분에 대한 설명
8의 부분은 INV TRANS 이다.이부분은 특수하게 설계되며 기존 일반 TRANS 보다 GAP이 있다. 일반TR일경우에는  철손과 동손이 1일때 최대의 효율을 가지며 INV TRAS에 GAP을 줌으로서 모듈 자체서  REACTOR(부하의 성질에 따라서 L성분의 역할을 한다.)의 역할을 한다.일반적인 TRANS 설계에 있어서는 E=4.44×F×Φ×N 여기서 자속의 세기 Φ는 Φ=B×A (B:투자율 A:철심의 단면적) 따라서 권선의 TURN수 및 전압,전류 계산은 V1/V2=N1/N2=I2/I1 의 공식에서 계산되며 입출력 용량 계산은 P=V,I 의식에서 무부하 손실을 제하면 자기용량이 계산되어 진다.
한편 부하의 성질에 따라서 INITIONAL CURRENT가 증가 하므로 TRANS의 부하가 L성 부하 일경우에 3배의 전류가 흐르고 부하가 반도체성 부하 일경우에 5 – 8배의 전류가 흐르며  TRANS를 설계할때 자기용량의 3 – 5%의 용량을 증가할 필요성이 있다.(기본 설계에서는  동손=1일 때,철손=1,5 가 자장 합당하다.)  

INPUT 파형은 한전으로부터 수전된 전압원으로 기본파에 대한 WAVE 모양은 이상적인 전압원으로 전압의 크기, 기본파에 대한 찌그러짐 정도등,부하 용량 및 특성에 따라서 찌그러짐 정도가 다르게 나타날 수 있다. 하지만 그것이 플라즈마 전력변환장치가 동작하는데 있어서 문제가 되지는 않는다.

다만 그로 인하여 AC 및 DC CONVERTER인 정류 회로의 동작에 있어서 SCR위상제어 대한 제어각이 상이함으로 인하여 전류편중 현상을 가져 올수 있으므로 그에 대비한 제어 CONTROL 에 대한 보상 회로가 있어야 제어각에 대한 같은 비율의 DUTY RATIO의 동작을 꾀할 수가 있다.
(RIPPLE:전기적 잡음)=S,C,R의 SWITCHING으로 인한 고조파)

RECTIFIRE 전압 및 전류파형은 AC 를 DC로 변환된 출력전압 및 전류 파형을 측정한것으로 FILTER(L)전단에 형성되어 INVERTER 구동을 위한 MAIN측전류와 BATTERY 충전에 필요한 전류의 합으로 생성된 전류가 흐르게 된다. 아래 열거한 측정치는 COMPUTER SIMULATION한 결과와 RECTIFIRE 에서 실측된 동작 파형을 구간별 전압 및 전류파형을 측정한 결과 입력측 왜율:3%이내 출력측 왜율은:3.5% 가 된다.

COMPUTER SIMULATION에 의한 구간별 입력전압, S,C,R 제어전압 및 전류파형을 보면 모든 조건이 가장 이상적인 상태를 가정한 상태에서 SIMURATION 한 것이므로 형성된 전압 전류 파형이 실측한 결과와 미소한 차이를 알수 있다.

따라서 제어되는 기본 알고리즘은 물론 서두에 서술한 바와같이 부하용량 및 특성에 따라서 찌그러짐 정도(DISTORTION)가 다르게 나타날 뿐 입력에서 검출된 전압원 과 비교하여 제어된 전압, 전류 파형은 실측치와 거의 같음을 알수 있다. 상기의 도면은 SYSTEM에 대한 구성도 이며, INPUT RECTIFIRE 회로 부분은 3상으로 구분 될뿐 그 외 회로는 같은 구성도 모듈별로 되어 있음을 알수가 있다.

그러므로 결과에 대한 측정치는 입력 3상을 기준으로 했을때 1주기당(16.66ms) TRIG 포인트에 따라 3상 6 PULSE 구동 방식임을 알수 있고 그 외 여러 구동 방식으로 구분 되어진다. (단상2펄스, 단상4펄스, 3상3펄스,3상6펄스, 6상12펄스)

파고율은 SYSTEM을 결정할 때 고려해야 하는 또 다른 중요한 사양은 파고율 정격과 부하의 파고율 요구사항 이다. 파고율(CREST FACTOR. 혹은 CREST RATIOR)은 부하가 요구하는 R,M,S(ROOT MEAM SQUARE)전류와 순간 PEAK 전류 사이의 비율로 정의된다. 전력변환장치가 요구되는 PEACK 전류와 RMS 전류를 둘 다 제공할 수 있어야 한다.

그렇지 않으면 부하는 제대로 동작할 수 없다.이 SYSTEM 의 전형적인 파고율을 설명을 하면 COMPUTER의 SMPS는 INPUT 전원이 공급될 때 높은 PEACK 전류가 생기며, 이로 인해 파고율은 3이상이 됩니다.(L부하시3배,반토체 부하시 5-8배) 높은 파고율(PEAK CURRENT)은 바람직하지 않으며 기타 정밀한 SYSTEM 의 고장의 원인이 된다.

왜냐하면 높은 파고율은 높은 온도에서의 작동을 야기하므로, 이로 인해 SYSTEM의 신뢰성과 수명을 저하 시킨다.전력변환장치의 파고율은 약3으로 제한 한다. 왜냐하면 전력변환장치 출력 IMPIDENCE는 PEACK를 제한하고 전류 PULSE의 폭을 늘리기 때문이다. (전기적인 손실)

써지율(부하 유입 전류)은 고려해야 할 또 다른 중요한 요소는 COMPUTER, MONITER, SMPS를 가진 다른 장치와 같이 정상적인 유입 전류가 요구사항으로 인해 최초에 에너지를 받을 때 추가 “킥(Kick)”을 필요로 하는 부하를 전원장치를 기동할 수 있는가 이다.(파고율에 대한 대책 해명)

 높은 유입 CURRENT 가 나타나는 시점은 OVER LOAD 이며, 일반적으로 지속 TIME이 매우 짧다. 그러나 특수한 부하의 경우 수 초, 혹은 그 이상일 수 있다. 유입 CURRENT 를 처리하기 위해 전력변환장치는 OUTPUT 과부하 사양을 가지고 있어야 한다.
3)기능에 대한 해명
OVERLOAD 사양이 모든 전력장치 제품에 동일하지는 않다.따라서 1분에 대해 150%의 과부하를 제공할 수 있는 것이 바람직하다.INVERTER CONTROL BOARD 의 동작원리는 장비의 주제어 BOARD로 크게 하기와 같은 회로로 구성되어 있으며 기능은 다음과 같다.

CONTROL LOGIC POWER SUPPLY는 INVERTER CONTROL BOARD가 동작하기 위한 전원 전압으로 IGBT DRIVER BOARD 의 DC to DC CONVERTER 에서 생성된 DC 12V 전압원이 CN3 CONTROL PIN-9(+), PIN-10(-) LINE을 통해 공급되어 진다.

DC-LOW ALARM & SHUT DOWN은 기본적인 회로 동작개념은 INPUT정전으로 인하여 BATTERY 과방전으로 인한 BATTERY 보호를 위한 목적으로 BATTERY END VOLTAGE이하로 DISCHARGE 하기 전에 UPS동작을 멈추어 BATTERY가 더 이상 DISCHARGE 되는 것을 방지하기 위한 목적으로 구성된 회로이다.
두 회로의 동작을 살펴보면 두 개의 비교기 U7A, U7B, U7A-DC LOW ALARM U7B-DC LOW SHUTDOWN INVERTER에 각각의 다른 REFERENCE전압 3.118V와, 2.88VRK 인가되고 NON-INVERTER에 검출된 전압 LEVEL과 비교하여 REFERENCE VOLTAGE 보다 낮아지면 ALARM및 SHUTDOWN신호를 U7A-2PIN과 U7B-1PIN 으로 ALARM및 SHUTDOWN 지령을 보내게 된다.

DC/DC변환기에 출력전압은 회로의 손실분에 의하여 출력전류의 증가에 다라서 감소하는 수하특성을 보이게된다.따라서 이 감소분을 보상하여 출력전압은 안정화시켜 주기위하여 PULSE 폭 변조제어회로(P.W.M)방식을 사용했다. PWM방식의 특성은 출력전압의 오차분을 오차증폭기에 의해 증폭한 다음 이를 비교기(COMPRATION)에서 전류파형과 구형파 PULSE를 출력하게되는데 이겄이 메인 IGBT를 SWITCHING 하며출력전압의 오차분과 전류량의PEAK치와 비교하여 주 SWITCHING의 ON 시간을 제어한다. 즉 출력전압이 낮을 경우 펄스폭을 넗히고 출력전압이 높은 경우 PULSE폭을 좁혀 출력전압은 안정하게 하는 회로이다.

이장치는 병렬로 설게하여 용량을 증설 할수있도록 설계되어 있으며다 출력장치는 DIODE 방식과 SCR방식.IGBT로검출하는방식 3가지종류가 있는데 선택할수있도록 설계 되어있다.또한출력측 써지를 제어할수록 RESISTER와콘덴서의 RC시정수로 가변시켜 써지를 제어할 수가 있다.출력단자는 부스바로 처리하여 토치선을 쉽게 연결할수 있도록 하였다.(고전압 대전류 이므로 혼,접촉저항을 방지활용)

























3)BYPASS부의 역할

    전력반도체
(TRIAC동작)            
*정류되어 나오는 DC전압을 인버터 고장시 즉시 투입하는 기능이다,플라즈마 전력변환장치는 여름철에 잦은 사고로 인해 산업의 생산에 지장을 초래하며 생산설비가 ALL STOP 되는 일이 종종 발생한다.사고 대비를 위하여 제작 되었다.이기능은 플라즈마의 획심 기능을 하는 주인버터가 고장시 무순단 즉시 절체 되며 PLC에 의한 순차적으로 이루어지며 동작은  전력반도체가 담당을 한다.

 정류부(RECTIFIRE)               

 OUTPUT측
MAIN,SCR 동작               


 P,L,C지령               
 
*상기의 동작순서로 되어 있다.

*상기의 모듈부분 해석
유도성 부하일 경우에는 Ed = 2× 3√6/2π × Es.COSa = 1.35El.COSa 가되고 a = 90도에서 Ed = 0 이 된다.
저항 부하일 경우 a = 150도에서 Ed = 0이 되고 SCR에 가해진 전압의 최대값은 교류선간 전압의 최대값과 같다.SCR의 온 전류의 최대값은 Id 도통 기간은 120도 (2π/3)온전류의 평균값은 Id/3 으로 된다.
3상 브리지 회로에서 주의해야 할것은 전류 경로에 2개의 SCR이 직렬로 되어 있기 때문에 2개가 동시에 온 상태로 되지 않으면 전류가 흐르지 않는다. 두 개의 SCR의 위상차는 60도를 가진다. 즉 3상 교류의 위상차 120도와 SCR의 접속 극성차 180도에 의한차 이다.
따라서 60도의 위상차를 가진 더블 PULSE나 60도 이상의 넓은 폭의 전류를 GATE 에 흘려야 한다. 그러나 직류전압에 포함된 고조파는 3상 브리지회로 보다 크고 a？60도 에서는 3상 반파제어 정류회로와 같게 된다. 직류 전압은 다음식과 같다.
Ed = 2.34 × Ed (1+COSa/2)   SCR및 DIODE 에 가해진 전압의 최대값은 √2 El로 된다.
SCR 온전류 파형은 3상 브릿지 회로와 다르다.

*플라즈마 전력변환장치의 2중화 회로의 절체 과정
그림과 같이 제어 지연각 a를 변화 시키면 부하의 전력이 제어 된다. 전원전압 실효값을 Es 부하전압 실효값을 El 이라 하면 저항 부하일 경우에 El = Es × √2(π―a)+SINa/2π  로 된다.
부하 전류의 실효값은 위의 식과 같이 부하저항  Rl로 나눈 값이다.1개의 SCR에 흐르는 온전류 평균값은 Ith라 하면
Ith = Es×√2/Rl×π . (1+COSa) 가 주어진다. SCR에 가해진 전압의 최대값은 온상태의 그대로 2.√2 로 된다.
3상에 사용하면 3상 전력을 사용 할수가 있다. 3상 회로의 특성곡선은 그림에서 이해 하면 된다.(3상 제어회로와 파형및 제어특성 곡선)
그림에서 역병렬 연결한 SCR과 부하를 직렬로 한 3각 결선으로 도 3상의 전력을 제어 할 수가 있다. 여기서 기술한 교류전력 조정회로는 전기기기,전기로,전동차제어,산업용정밀기기,PLC등 다양하게 응용되며 변압기의 TAP 절체회로,등 연속적 제어회로에 많이 쓰인다.
교류회로에 있어서는 SCR 전류는 입력전압이 주기적으로 반전함으로 연속적으로 이루어진다. 턴오프 시간의 지연, 순전압 Dv/Dt 의 과대(PEAK 전압) 또한 양쪽 전원이 겹쳐 전류실패의 원인을 가져 올수가 있다. 전원전압, 주파수, 부하,(L,C)인덕턴스가 결적적인 요소이다.
전류가 0으로 되어 도통하고 있던 SCR이 통전할수 있는 시점에서는 다른 SCR에 순바이어스로 가해 질수있는 전원 전압이 존재 한다.
이 전압의 변화율은 SCR의 역회복 시간과 부하의 인덕턴스,기기의 용량과 밀접한 관계가 있다. SCR 또는 부하와 병렬로 초퍼회로를 부가하면 Dv/Dt를 허용한도 내로 감소하는 것이 가능하다.
C의 크기는 부하 임피던스및 SCR의 Dv/Dt에 따라 결정된다. R값은 L,C의 진동을 상쇄 시킬수 있고 SCR을 통해 콘덴서가 방전할때 생기는 반복 PEAK SCR 전류를 허용 이내로 억제 할수 있는 최소의 값으로 맞추어 져야 한다.
또 다른 해결 방법 으로서는 SCR의 DEAD TIME이 짧고(즉 SWITCHING 주파수가 높게 TRIGG) 높은 Dv/Dt의 내량을 가진 고내압 의 SCR을 사용하는 방법이 있으나 대전력 변환장치 에서는 RC회로의 크기와 고내압 SCR의 선정이 필요하다.
브릿지 SCR 회로 에서는 유도성 교류 부하 일때 다른 상호작용이 생긴다. 정류 단자의 전압이 급속히 상승 하므로 높은 Dv/Dt가 생기고 따라서 전류 통전 될수 있는 시간도 감소하게 된다.
브릿지에 SCR의 턴오프 시간보다 역회복 시간이 늦은 정류 소자를 사용하면 그정류 소자에
흐르는 역회복 전류에 의해 전류에 충분한 시간을 얻을수가 있다. 즉 SCR에 병렬로 RC 시정수를 사용해도 된다.
따라서 Dv/Dt는 제한 할수는 있지만 또 다른 저항이 필요하다. 이것은 전류시간을 충분히 확보하기 위해 순환전류의 통로를 확보하기 위함이다.
콘덴서 C가 크면 콘덴서는 정상적인 전류시간에 SCR에 유지전류를 공급되고 이로 인하여 C가 방전할 때까지 턴 4오프가 방해된다.(즉 방전저항이 필요로 한다.)